DC/DC转换器传导 EMI -第2部分，噪声传播和滤波

  简介

  高开关频率是在电源转换技术发展过程中促进尺寸减小的主要因素。为了符合相关法规，通常需要采用电磁干扰(EMI)滤波器，而该滤波器通常在系统总体尺寸和体积中占据很大一部分，因此了解高频转换器的EMI特性至关重要。

  在本系列文章的第2部分，您将了解差模(DM)和共模(CM)传导发射噪声分量的噪声源和传播路径，从而深入了解DC/DC转换器的传导EMI特性。本部分将介绍如何从总噪声测量结果中分离出DM/CM噪声，并将以升压转换器为例，重点介绍适用于汽车应用的主要CM噪声传导路径。

  DM和CM传导干扰

  DM和CM信号代表两种形式的传导发射。DM电流通常称为对称模式信号或横向信号，而CM电流通常称为非对称模式信号或纵向信号。图1显示了同步降压和升压DC/DC拓扑中的DM和CM电流路径。Y电容CY1和CY2分别从正负电源线连接到GND，轻松形成了完整的CM电流传播路径[1]。

  DM传导噪声

  DM噪声电流(IDM)由转换器固有开关动作产生，并在正负电源线L1和L2中以相反方向流动。DM传导发射为“电流驱动型”，与开关电流(di/dt)、磁场和低阻抗相关。DM噪声通常在较小的回路区域流动，返回路径封闭且紧凑。

  例如，在连续导通模式(CCM)下，降压转换器会产生一种梯形电流，且这种电流中谐波比较多。这些谐波在电源线上会表现为噪声。降压转换器的输入电容（图1中的CIN）有助于滤除这些高阶电流谐波，但由于电容的非理想寄生特性（等效串联电感(ESL)和等效串联电阻(ESR)），有些谐波难免会以DM噪声形式出现在电源电流中，即使在添加实用的EMI输入滤波器级之后也于事无补。

  CM传导噪声

  另一方面，CM噪声电流(ICM)会流入接地GND线并通过L1和L2电源线返回。CM传导发射为“电压驱动型”，与高转换率电压(dv/dt)、电场和高阻抗相关。在非隔离式DC/DC开关转换器中，由于SW节点处的dv/dt较高，产生了CM噪声，从而导致产生位移电流。该电流通过与MOSFET外壳、散热器和SW节点走线相关的寄生电容耦合到GND系统。与转换器输入或输出端的接线较长相关的耦合电容也可能构成CM噪声路径。

  图1中的CM电流通过输入EMI滤波器的Y电容（CY1和CY2）返回。另一条返回路径为，通过LISN装置（在本系列文章的第1部分中讨论过）的50Ω测量阻抗返回，这显然是不合需要的。尽管CM电流的幅值远小于DM电流，但相对来说更难以处理，因为它通常在较大的传导回路区域流动，如同天线一般，可能增加辐射EMI。

  图2显示了Fly-Buck（隔离式降压）转换器的DM和CM传导路径。CM电流通过变压器T1的集总绕组间电容（图2中的CPS）流到二次侧，并通过接地GND连接返回。图2还显示了CM传播的简化等效电路。

  在实际的转换器中，以下元件寄生效应均会影响电压和电流波形以及CM噪声：

  ·MOSFET输出电容(COSS)。

  ·整流二极管结电容(CD)。

  ·主电感绕组的等效并联电容(EPC)。

  ·输入和输出电容的等效串联电感(ESL)。

  相关内容，我将在第3部分中进一步详细介绍。

  噪声源和传播路径

  正如第1部分所述，测量DC/DC转换器传导发射（对于CISPR 32标准，规定带宽范围为150kHz至30MHz；对于CISPR 25标准，则规定频率范围为更宽的150kHz至108MHz）时，测量的是每条电源线上50ΩLISN电阻两端相对于接地GND的总噪声电压或“非对称”干扰[1]。

  图3显示了EMI噪声的产生、传播和测量模型[1]。噪声源电压用VN表示，噪声源和传播路径阻抗分别用ZS和ZP表示。LISN和EMI接收器的高频等效电路仅为两个50Ω电阻。图3还显示了相应的DM和CM噪声电压VDM和VCM，它们由两条电源线的总噪声电压V1和V2计算得出。DM（或“对称”）电压分量定义为V1和V2矢量差的一半；而CM（或“非对称”）电压分量定义为V1和V2矢量和的一半[2]。请注意，本文提供的VDM通用定义与CISPR 16标准规定的值相比，可能存在6dB的偏差。

  CM噪声源阻抗主要是容性阻抗，并且ZCM随频率的增大而减小。而DM噪声源阻抗通常为阻性和感性阻抗，并且ZDM随频率的增大而增大。

  要降低传导噪声水平，确保噪声源本身产生较少的噪声是其中的一种方法。对于噪声传播路径，可以通过滤波或其他方法调整阻抗，从而减小相应的电流。例如，要降低降压或升压转换器中的CM噪声，需要降低SW节点dv/dt（噪声源）、通过减小接地寄生电容来增大阻抗、或者使用Y电容和/或CM扼流器进行滤波。本系列文章的第4部分将详细介绍EMI抑制技术分类。

  DM和CM EMI滤波

  无源EMI滤波是最常用的EMI噪声抑制方法。顾名思义，这类滤波器仅采用无源元件。将这类滤波器设计用于电力电子设备时特别具有挑战性，因为滤波器端接的噪声源（开关转换器）和负载（电线线）阻抗是不断变化的[2][3]。

  图4a显示了传统的p型EMI输入滤波器，以及整流和瞬态电压钳位功能（为直流/交流输入供电的DC/DC转换器提供EMC保护）。此外，图4还包括本系列文章第1部分中的LISN高频等效电路。

  典型EMI滤波器的两个CM绕组相互耦合，这两个绕组的CM电感分别为LCM1和LCM2。DM电感LDM1和LDM2分别是两个耦合的CM绕组的漏电感，并且还可能包括分立的DM电感。CX1和CX2为DM滤波器电容，而CY1和CY2为CM滤波器电容。

  通过将EMI滤波器去耦为DM等效电路和CM等效电路，可简化其设计。然后，可以分别分析滤波器的DM和CM衰减。去耦基于这样的假设，即EMI滤波器具有完美对称的电路结构。在实现的对称滤波器中，假设LCM1=LCM2=LCM，CY1=CY2=CY，LDM1=LDM2=LDM，并且印刷电路板(PCB)布局也完美对称。DM等效电路和CM等效电路分别如图4b和图4c所示[4]。

  但是，严格来说，实际情况下并不存在完美对称，因此DM和CM滤波器并不能完全去耦。而结构不对称可能导致DM噪声转变成CM噪声，或者CM噪声转变成DM噪声。通常，与转换器噪声源和EMI滤波器参数相关的不平衡性可能导致这种模式转变[5]。

  DM和CM噪声分离

  传导EMI的初始测量结果通常显示EMI滤波器衰减不足。为了获得适当的EMI滤波器设计，必须独立研究待测设备(EUT)产生的传导发射的DM和CM噪声电压分量。

  将DM和CM分开处理有助于确定相关EMI源并对其进行故障排除，从而简化EMI滤波器设计流程。正如我在上一部分强调的那样，EMI滤波器采用了截然不同的滤波器元件来抑制DM和CM发射。在这种情况下，一种常见的诊断检查方法是将传导噪声分离为DM噪声电压和CM噪声电压。

  图5显示了无源和有源两种实现形式的DM/CM分离器电路，该电路有助于直接同时测量DM和CM发射。图5a中的无源分离器电路[4]使用宽带RF变压器（如Coilcraft的SWB1010系列）在EMI覆盖的频率范围内实现可接受的分离结果，其中T1和T2的特征阻抗(ZO)分别为50Ω和100Ω。将一个50Ω的电阻与DM输出端口的频谱分析仪的输入阻抗串联，实现图3中提供的VDM表达式的“除2”功能。

  图5b展示的是使用低噪声、高带宽运算放大器的有源分离器电路[6]。U1和U2实现了LISN输出的理想输入阻抗矩阵，而U3和U4分别提供CM和DM电压。LCM是一个CM线路滤波器（例如Würth Elektronik 744222），位于差分放大器U4的输入端，用于增大DM结果的CM抑制比（共模抑制比[CMRR]®-¥dB）并最大限度地减少CM/DM交叉耦合。

  实际电路示例-汽车同步升压转换器

  考虑图6中所示的同步升压转换器。该电路在汽车应用中很常见，通常作为预升压稳压器在冷启动或瞬态欠压条件下保持电池电压供应[7]。

  在车辆底盘接地端直接连接一个MOSFET散热器，可以提高转换器的热性能和可靠性，但共模EMI性能会受到影响。图6所示的原理图中，包含升压转换器以及CISPR 25建议采用的两个LISN电路（分别连接在L1和L2输入线上）。

  考虑到升压转换器的CM噪声传播路径，图7将MOSFET Q1和Q2替换为等效的交流电压流和电流源[8]。图7中，还呈现了与升压电感LF、输入电容CIN和输出电容COUT相关的寄生分量部分。特别是CRL-GND，它是负载电路与底盘GND之间的寄生电容，包括长负载线和布线以及下游负载配置（例如，二次侧输出连接到底盘接地的隔离式转换器，或者用大型金属外壳固定到底盘上的电机驱动系统）所产生的寄生电容。

  漏源开关（SW节点）电压的上升沿和下降沿代表主要的CM噪声源。CP1和CP2分别代表SW与底盘之间以及SW与散热器之间的有效寄生电容。图8显示了SW节点电容（电场）耦合为主要CM传播路径时简化的CM噪声等效电路。

  总结

  对于电力电子工程师而言，了解各种电源级拓扑中DM和CM电流的相关传播路径（包括与高dv/dt和di/dt开关相关的电容（电场）和电感（磁场）耦合）非常重要。在EMI测试过程中，将DM和CM发射分开处理有助于对相关EMI源进行故障排除，从而简化EMI滤波器设计流程。

  在即将发表的本系列文章第三部分中，将全面介绍影响转换器开关性能和EMI信号的电路元件寄生部分。