引言
光伏户用电源系统，由光伏阵列、充电控制器、蓄电池放电控制器和逆变电源五部分组成。如图1所示。
图1 光伏逆变电源系统结构框图
目前光伏逆变电源多采用高频变换，通过高频DC-DC变换技术，先将低压直流变为高频低压交流，经过高频变压器升压后再整流成高压直流，若对其进行正弦变换，即可得到50Hz、220V正弦波交流电。但因采用高频变换，因而体积小、重量轻、噪音小、效率高。
随着谐振开关电源的发展，谐振变换也被用在逆变电源系统中，即构成了谐振型高效逆变电源。该逆变电源是在DC-DC变换中采用了零电压开关技术，因而开关损耗基本上可以消除，即使当开关频率超过1MHz以上后，电源的效率也不会明显降低。本文选用移相控制全 桥零电压开关PWM变换器作为DC-DC升压环节。本设计就针对DC-DC模块进行详细设计。
设计指标如下：
-
输入直流电压44V~48V；
-
输出直流电压为350V，输出电流14A；
-
最大输出功率：5000W；
1 主电路设计
1.1 主电路拓扑
图2 Phase-shifted FB ZVS主电路拓扑
图2是移相控制全桥零电压开关PWM变换器电路原理图。其中，Vin 为输入直流电压，D1-D4分别为Q1-Q4的内部寄生二极管，C1-C4分别为Q1-Q4的寄生电容或外接电容，Lr是谐振电感，它包括变压器的漏感。Q1和Q2组成的桥臂为超前桥臂,Q3和Q4组成的桥臂为滞后桥臂。开关频率为100KHZ。
1.2 高频变压器原副边变比
为了在规定的输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压Vin选择。考虑到移相控制存在副边占空比丢失现象，选择副边占空比为0.85，则可技术出副边电压Vsec(min)为： 
其中，V0是输出直流电压，VD是输出整流二极管的通态压降，VL是输出滤波电感上的直流压降。故变压器原副边变比为：
，选择变比为 K=1/10。
1.3 主功率管的选择
本直流升压环节选用MOSFET作为功率开关管来构成全桥电路。由于输入直流电压最大值为48V，原边电流最大值为 
。根据经验，此升压电路功率开关管选用FAIRCHILD公司的FQA160N08,其漏源电压为80V，正常漏极电流为160A。其沟道电阻Rds(on)=0.0056Ω。
1.4 谐振电容
谐振电容的选择应考虑下述因素：为了在任意时均能实现各桥臂的零电压关断，Vin应取最小值Vin(min)；考虑到满载时实现零电压关断；负载电流为1.5A时滤波电感Lf的电流
临界连续。也就是说，
的脉动量Δ 
为3A。要实现开关管的零电压关断，谐振电容充放电时间必须大于开关管关断时间，即：
。其中，Cr是谐振电容，I是各桥臂关断时原边电流的大小，Vin是输入直流电压。
在满负载时，
，开关管FQA160N08的关断时间 
， 
，根据上式可得：
。
1.5 谐振电感值
为了实现滞后桥臂的零电压开关，必须满足下式： 
。其中Lr是谐振电感，I是滞后桥臂开关管关断时原边电流的大小， 是开关管漏源极电容，Vin是输入直流电压。
谐振电感的选择应考虑下述因素：为了在任意时均能实现滞后桥臂的零电压开关，Vin应取最大值Vin(max)；考虑到1/3以上满载时实现零电压开关；负载电流为1.5A时滤波电感Lf的电流
临界连续。也就是说， 
的脉动量Δ
为3A。
在1/3负载时，
，开关管的漏源极电容 
， 
，根据上式可得：
。
1.6 高频变压器设计
根据变压器的温度、功率及频率，选择EE90磁芯，有效截面积为Ae=4.19cm2,磁芯窗口面积为Aw=6.08cm2。则原边绕组匝数为： 为磁感应增量，ton为一次侧导通脉冲时间 
，由 
，原边取8匝。
为了在任意输入电压时能够输出所要求的电压，变压器的副边匝数应按最低输入电压Vin(min)选择。同时应考虑副边占空比的丢失和死区影响，实际确定副边最大占空比 Dsec(max)。所以副边绕组匝数为：
，取80匝。
其中VO为输出电压，VD为二极管的管压降，VL为滤波电感的直流压降。
1.7 输出滤波电感的电感量
在设计变换器输出滤波电感时要求输出滤波电感在某一个最小电流 
时保持连续。电感 
的最小值应为： 
在工程设计时，一般的经验算法是要求输出滤波电感电流的最大脉动量ΔImax为最大输出电流的20%，也就是说在输出满载电流的10%的条件下，输出滤波电感电流应该保证连续。那么上式中的 
可取
。由于输入电压是变化的，为了保证滤波电感电流的最大脉动量不超过最大输出电流，上式中的Vin取Vin(max)。全桥变换器的开关频率为fs，副边整流后的方波电压的频率为2fs，即上式中 
=2fs。这样，上式可改成下式：
即
取最大值
=0.166mH。
1.8 输出整流二极管的选择
本电源的开关频率为100kHz，输出整流二极管应选用超快恢复二极管。对于本电路而言，整流管上承受的最大反向电压为Vbr=Vin/K=48*10=480V。在整流管开关时，有一定的电压振荡，因此要考虑裕量，可以选用600V的整流二极管。整流二极管在理想状态下，流过的最大电流等于输出最大电流14A，考虑占空比引起的电流增加和一定的安全余量，可以选用25A的整流二极管。此升压模块采用的是IXYS公司的DSEI30的超快速恢复二极管，额定电压是600V,额定电流是37A。
2 控制电路设计
图3 控制电路
控制电路采用了专用移相控制器件UC3879（参考文献4），如图3所示。此设计UC3879采用了电压型PWM控制方式。其中包括过流保护电路，输出电压反馈可调控制电路以及蓄电池欠压保护电路。
图4 驱动电路
UC3879输出的OUTA，OUTB，OUTC，OUTD4路信号再通过门控隔离驱动而设计的光耦隔离驱动电路集成芯片TLP250组成了驱动电路，如图4所示，四组分别驱动Q1-Q4开关管，需要3个20V辅助电源， OUTA/OUTB，OUTC/OUTD相位互补，OUTA(OUTB)分别超前OUTC(OUTD)一定的移相角。辅助电源是由蓄电池、UC3844、TL431所组成的自反激式变换器。
3 仿真结果
经过仿真实验后，结果如下：
曲线1代表副边电压波形，曲线2代表原边电压波形，曲线3代表原边电流波形，从曲线2和曲线3 的比较可以看出，当原边电流从正（或负）方向变化到负（或正）方向时，副边存在占空比丢失（图中垂直虚线表示）。
曲线4为Q3的驱动波形，曲线5 为其漏－源电压波形。从中可以看出，当驱动电压变为正方向时，其漏源电压已经为零了，其内部寄生的反并联二极管已经导通，此时开通MOSFET就是零电压开通。而在开关管关断时，由于谐振电容的存在，使它是零电压关断。因此该移相控制方式实现了开关管的零电压开关。
4 结语
本文介绍的全桥移相ZVSPWM的DC-DC模块开关管实现了ZVS，但副边存在占空比的丢失，一般需采用以下两种方法解决：① 采用辅助网络增强滞后桥臂实现ZVS的能力；② 采用饱和电感的办法。还需要做进一步研究。
参考文献
[1] 张占松、蔡宣三，开关电源的原理和设计（修订版），电子工业出版社，2004
[2] 黄俊、王兆安，电力电子技术（第四版），机械工业出版社，2001
[3] 原田耕介，开关电源手册，机械工业出版社，2004
[4] Unitrode公司产品应用手册，Phase Shift Resonant Controller
[5] 申志宏、李时杰，基于UC3879的移相全桥ZVS-PWM逆变器的研究，国外电子测量技术 2003（增 刊）：25～28，2003
作者简介
申 翔（1982－），男，2004级硕士研究生，专业电力电子与电力传动
苏建徽（1963－），男，博士，教授，硕士生导师，合肥工业大学能源研究所所长
合肥工业大学教育部光伏系统工程研究中心副主任
张国荣（1963－），男，博士，副教授，硕士生导师，合肥工业大学能源研究所副所长
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